做一個48V/5000W、高頻、隔離 、逆變器

1、升壓：非晶磁環+移相全橋+準閉環。

2、逆變：單極性H橋。

3、DC、AC 隔離。

4、主控板采用DSC 單片控制實現：移相全橋+單極性調制逆變+ModBus通信+全數字控制

主控板3D： ：

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功率板3D 大于8M，上不去。先上平面

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變壓器： 納米晶 超微晶 80*50*25 繞玻璃絲帶 大功率磁芯，內層次極線徑1.5 雙線并繞，繞滿。外層初級線徑1.5X12根，分成兩組各6根各繞6咂（每咂8V），每組接一個H橋，兩組為并聯關系（這樣做是為了布局方便）。

移相全橋：暫時用了8只IRFB4668，（實際用80-100V的管子就可以了），Rdson 大了些，用IRFB4568 應該會更好。

輔助源：采用這樣的輔助源主要是要有確切的起動電壓和關斷回差。在這里調到30V起動、27V關閉。用13V穩壓管實際輸出電壓在13.7V。

主控板實物照片：

現在測試的情況還不錯。升壓部分（移相全橋）主要損耗是導通損耗（將來要選合適的管子），目前主要是做定性評估。如控制策略等。

這個測試是從通信口送出的測試信息，交流輸出電壓按示波器的方均根值效準，輸出電流按FLUKE317鉗流表較準。

這個測試效率包含風扇、輔助源耗電，不含電線耗電。做硬件、軟件調整時定性分析非常有用，方便。

上圖中有兩個交流輸出電壓：前一個是方均根值，后一個是算術平均值，當前軟件中做控制用的是方均根值（真有效值）。這兩個值在波形失真時會不同。

關于PCB布局：

大電流最短路徑：在PCB上，直流輸入分別用四根6mm2輸入線和輸出線焊在板上，其入點到功率管腳距離5mm。PCB基本不走大電流。用1 昂絲的銅厚都不用開窗鍍錫?；緵]有PCB銅損。

功率板上預置了一路AC電壓采樣和一路AC電流采樣電路，以備外接EMC電路、并網切換電路、防雷電路后進行并網功能。也預置了一些AD端口、I/O端口、PWM端口 等，可接駁MPPT光伏充電或貯能方面的功能。 實現上述控制程序均由主控板完成。

測試探頭連接圖。

1：前橋臂下管DS電壓；2：后橋臂下管DS電壓；3：前橋上管GS電壓；4：前橋下管GS電壓。

當前空載：供電壓60V。閉環，設定母線電壓325V，前后橋相位差接近0。

為了降低空載待機電流，程序中空載設定母線電壓325V，有載時設定母線電壓400V，這樣的好處是，1）空載電流??；

2）在大部分工作電池電壓下，工作狀態和開環一樣（前后橋相位180度）高效率。只有在輕載且電池電壓特別高時才處于閉環狀態。

當前帶載2000W：前后橋相位差180度。

當前帶載2000W：前后橋相位差180度。拉開看一下。1通道上升沿。

當前帶載2000W：前后橋相位差180度。拉開看一下。1通道下降沿。

當前帶載2000：前后橋相位差180度。1通道下降沿。

當前空載：前后橋相位差接近0度。1通道上升沿。

4通道換了高壓探頭，測變壓器次級波形。當前帶載2000W。

拉開看一下。當前帶載2000W。

拉開看一下。另一個沿。當前帶載2000W。

當前帶載2000W。軟啟動的中間過程。

移相全橋DS未加任何吸收電路；次級是全橋整流，未接任何吸收電路。沒測電流，但從電壓波形上看，超前橋實現了軟開關，滯后橋臂不夠軟。在180度相移時，前后橋都是軟開關。

從電壓波形上看，開關管的電壓尖峰基本沒有，管子可選高于最高供電電壓10V的耐壓。80V的管子足夠安全。有時間上個80V兩毫歐的管子測一下。相信效率可以有很大提高?，F在是用的IRFP4668。

輸出波形、THD、等。

軟件中做了過零點關機：用開關關機、120% 過載10秒關機、150%過載立即關機 都是從過零點關機。

只有短路關機、上下橋直通保護是任意點關機。

空載、120W負載、2000W負載時波形差不多都這樣。

過零點波形是這樣的，還沒做死區補償呢，做了死區補償過零點就會更好。死區對過零點影響較大。

帶200W燈泡時的THD。

帶一個200W燈泡+2個1000W電阻時的THD。

）

帶2個1000W電阻時的電壓，空載時；帶一個200W燈時；帶一個200W燈泡+2個1000W電阻時的 電壓都是219.6~219.7V.

逆變H橋的用管體會。

1。IGBT 的使用：這次償試了IKW75N60，用四只做到3000W沒有問題。只是愛飽和 壓降制約，在小功率時效率要低一些。驅動開通電阻可選范圍較大，在不加負壓驅動關斷阻要小于5R。死區也不可太小。做管壓降探測保護的話消隱時間要長些。

2。MOS管：這次償試了FQA２８N５０。用四只帶到２０００W 。用八只帶３０００W。這只管子導通速度較快，所以驅動開通電阻要大些，米勒平臺比較平坦；關斷驅動要足，否則可能出現寄生導通，這次沒用負壓驅動，關斷電阻?。癛。DS波形可以調到方方正正，效率也不錯。做管壓降探測保護的話消隱時間可以很短。保護點也容易調整。

３。CoolMOS 管：這次償試了IPW４７N６０C３，和 IPW６０R０４１C６。這兩只管子ｄＶ／ｄT?很大，而其體二極管恢復速度較慢，所以要控制其開通速度，否測就會出現上管導通時下管體二極管還沒關斷的短路電流，這個電流很大，輕則效率低，重則炸管。但控制好了的話，效率比平面MOS 和IGBT高很多。但由于 ｄＶ／ｄT大，做ＥＭＣ可能很因難。柵極震蕩較難控制。也非常易產生寄生導通。

4.這次對三種管型的償試對比下來，效率CoolMOS 最高，MOS次之，IGBT最低。（這是在2000W，1000W下對比的情況）。

在逆變H橋上使用mos管和CoolMos的時發生寄生導通的問題。

先看幾個波形：

下面綠色是下管DS電壓；黃色是下管的GS電壓。母線電壓380V左右，驅動電壓13.7V. 時間是2.527mmS 處（正弦電壓的峰值附近）。交流負載2000W。

拉開看：

測出這樣的波形時，示波器探頭要下圖這樣用：

否則就則成這樣的波形了。

下圖是關斷驅動為0歐時的波形，（死區1uS）。下管關斷，死區過后，上管導通時電壓上升斜率很大，D點電壓通過Ciss向Crss充電，雖然有驅動電阻向下拉著，GS電壓還是被拉到了那么高。

從圖上看到了4V，實際上不到4V，其中有探頭上疊加的空中輻射。（要上到4 V就炸管了）這就是寄生導通的一種情形。

要克服這種情況，關斷驅動必須是強有力的。從這點考慮加點負壓驅動是必要的。

上面幾個圖中大家是不是沒有看到米勒平臺和柵極震蕩？是因為上管關斷的下降沿是由續流形成的下降，不是下管開通帶來的下降沿。下管是零壓開通的。這個時刻上管的G極是可以看到米勒平臺和柵極震蕩。

使用CoolMos 管時更多的是看到柵極震蕩，米勒平臺并不平。

再上幾張圖，看看CoolMos 管的柵極震蕩和米勒平臺。

圖中：綠色是下管DS電壓波形；黃色是上管GS電壓波形。（交流負載200W）

上圖中是正半周第三個脈沖時的波形，可以看到，GS電壓上升到6V時，下管DS電壓上升（對應上管DS電壓下降）；

伴隨上管DS電壓下，降米勒效應使GS電壓下降。上管DS電壓又上升，上管DS電壓上升，米勒效應使GS電壓上升，

周而復始，形成了柵極震蕩，柵極震蕩衰減后形成米勒平臺。之后柵極電壓開始上升。

拉開看一下。

上圖中是正半周第八個脈沖時的波形，

拉開看一下。

下面再上兩張帶交流負載2200W時的波形。對應還是正半周第八個脈沖時的波形，可以看到，隨功率加大柵極震蕩幅度加大了不少。

下面再拉開看一下。

柵極震蕩除了增加了損耗外，還使輸出諧波增加。12樓的帶載2000W的諧波到了1.4%。之前用普通MOS管沒有柵極震蕩時空載和帶2000W諧波都在1.0以下。

柵極震蕩使可靠性和EMC也成問題。要進入實用階段必須要治理柵極震蕩。

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